Een nieuwe asymmetrische vijftien-niveau omvormer voor middelspanningstoepassingen

Samenvatting

Dit artikel presenteert een nieuwe 15-niveau asymmetrische multilevel omvormer met tien schakelaars en drie DC-bronnen. Door schakelhoeken te optimaliseren, verlaagt een AI-gebaseerde selectieve harmonische eliminatietechniek THD en verhoogt de efficiëntie (>97%). Experimenten en simulaties bevestigen een verbeterde energiekwaliteit, minder componenten en compatibiliteit met middelspanningstoepassingen.

Samenvatting

In dit artikel wordt een asymmetrische vijftien-niveau multilevel inverter (MLI) topologie voor middelspanningstoepassingen getoond, gekoppeld aan een selectieve harmonische eliminatie (SHE) besturingstechniek die wordt ondersteund door kunstmatige intelligentie (AI). Tien unidirectionele schakelaars en drie ongelijke gelijkstroombronnen worden in de voorgestelde opstelling gebruikt om de totale staande spanning (TSV) te beperken terwijl een getrapte uitgangsspanning wordt geproduceerd. Om de meest effectieve schakelhoeken voor verschillende modulatie-indices te vinden, wordt een hybride besturingsstrategie gebruikt die een kunstmatig neuraal netwerk (ANN) combineert met de Newton-Raphson (NR) methode. Een laagspanningsexperimenteel prototype wordt gebruikt om de prestaties van de voorgestelde topologie te testen, die wordt beoordeeld met behulp van MATLAB/Simulink-simulaties. De bevindingen tonen aan dat de inverter onder de geëvalueerde bedrijfsomstandigheden multi-niveau uitgangsgolven kan produceren met een laag lagerorde harmonisch gehalte en een goede conversie-efficiëntie. Over het beoordeelde belastingsbereik varieert de gemeten efficiëntie van 98,6% tot 97,1%, en onder nominale omstandigheden wordt de totale harmonische vervorming (THD) gevonden op 5,47%. De voorgestelde topologie bereikt een lager aantal schakelaars en concurrerende TSV- en harmonische prestaties onder vergelijkbare bedrijfsveronderstellingen, volgens een vergelijkingsanalyse met enkele multilevel invertertopologieën uit de literatuur. Toch zijn deze vergelijkingen slechts informatief, omdat operationele omstandigheden en controleprocedures niet volledig gestandaardiseerd zijn in onderzoek. Hoewel de voorgestelde architectuur bedoeld is voor schaalbare uitbreiding naar middelspanningstoepassingen, wordt experimentele validatie uitgevoerd met behulp van een laagspanningsprototype om schakelgedrag en besturingsmogelijkheden te bevestigen. De resultaten tonen aan dat de topologie en de besturingstechniek haalbaar zijn, ook al wordt de experimentele validatie uitgevoerd op lagere spanningsniveaus. Om bredere toepasbaarheid te bereiken, zijn meer validatie onder hogere spanningsomstandigheden en gestandaardiseerde benchmarkingkaders nodig.

Inleiding

Als een algemeen erkende hernieuwbare energiebron trekt zonne-energie veel aandacht in de zoektocht naar duurzame energieoplossingen. Zonne-energietechnologie wordt veel gebruikt vanwege constante verbeteringen in efficiëntie en kostenverlaging. Zonne-energie is essentieel om de afhankelijkheid van fossiele brandstoffen te verminderen en klimaatverandering te vertragen naarmate landen overstappen op groenere energiesystemen. De kosteneffectiviteit en milieuvriendelijke voordelen van fotovoltaïsche (PV) energie maken het uniek. Het doel van het voortdurende onderzoek en de ontwikkeling van systemen is het maximaliseren van de energie-extractie van PV-cellen, terwijl een soepele integratie van het netwerk wordt gegarandeerd. Multilevel omvormers (MLI's) zijn de afgelopen jaren een essentiële technologie geworden vanwege hun vermogen om grote vermogensniveaus te beheren en voordelen te bieden zoals lagere schakelverliezen, betere vermogenskwaliteit en minder harmonische vervorming met verbeterde elektromagnetische interferentiemogelijkheden 1,2,3,4,5.

MLI's gebruiken een breed scala aan DC-bronnen en stroomcircuits die bestaan uit meerdere halfgeleiderschakelaars om getrapte spanningsgolfvormen⁶ te creëren. Naarmate er meer levels worden toegevoegd, verbetert de kwaliteit van de golfvorm. Het toenemende aantal componenten maakt het echter moeilijk om goede betrouwbaarheid en efficiëntie te bereiken, wat de kosten^{verhoogt met 7}. Voor MLI's om goed te functioneren, vooral in toepassingen van hernieuwbare energie, is een stabiele en betrouwbare DC-stroomvoorziening essentieel. Door spanningsniveaus te beheersen en fluctuaties te verlagen, verbeteren DC/DC-omzetters de spanningskwaliteit en systeembetrouwbaarheid aanzienlijk. Een robuuste sliding mode-regeling voor een kwadratische boostomzetter, zoals voorgesteld in⁸, heeft bijvoorbeeld een verbeterde dynamische respons en systeemstabiliteit laten zien. Op vergelijkbare wijze onthult een vergelijkende analyse van high-gain DC/DC-omzettertopologieën in⁹ geavanceerde methoden om spanning te verhogen, die ze kwalificeren voor integratie met MLI's in PV-toepassingen.

Vliegende condensator (FC), gecascadeerde H-brug (CHB) en diode-geklemde of neutrale punt geklemd (NPC) zijn de drie belangrijkste MLI-topologieën¹⁰. De CHB-omvormer vormen verschillende enkelfasige H-brugeenheden, die verder is onderverdeeld in symmetrische en asymmetrische varianten volgens de gelijkspanningsniveaus¹¹. Conventionele CHB-omvormers produceren drie uitgangsniveaus: nul, negatief en positief. De individuele uitgangsspanning van elke eenheid wordt opgeteld om de totale uitgangsspanning^12,13 te bepalen. Hoewel FC- en NPC-omvormers problemen bieden bij spanningsbalans bij hogere spanningsniveaus, worden CHB-omvormers geprefereerd voor middelspannings- en hoogspanningstoepassingen¹⁴.

Een unieke structuur met minder schakelaars wordt voorgesteld in¹⁵, hoewel dit het nadeel heeft dat meerdere stroombronnen nodig zijn. Om deze uitdagingen aan te pakken, is het optimaal gebruik van halfgeleiderapparaten cruciaal. Een asymmetrische omvormertopologie met bidirectionele stroomschakelaars wordt gepresenteerd in¹⁶, wat de kosten van de omvormer verhoogt door het aantal IGBT's te verhogen. Andere ontwerpen richten zich op het verhogen van de spanningsniveaus terwijl het aantal stroomschakelaars wordt verminderd:^17,18. Een full-bridge converter wordt gebruikt om de door de systemen gegenereerde DC-stapuitgang om te zetten in een AC-stap. Vanwege de spanningsblokkerende beperkingen van de full-bridge converter zijn toepassingen beperkt tot hoogspanningssituaties.

Verschillende innovatieve topologieën, zoals het driefasensysteem bestaande uit drie enkelfasige eenheden beschreven in studie¹⁹, zijn ontworpen om het aantal componenten voor eenfasige en driefasige systemen te verminderen. Subunit MLI's worden door sommige topologieën gebruikt om meerniveau-uitgangen te produceren met minder schakelaars en DC-bronnen^{van 20}. Bidirectionele schakelaars die antiparallel zijn aangesloten, worden in sommige systemen gebruikt om het aantal schakelaars te verminderen en stroomgeleiding in beide richtingen mogelijk te maken^{: 21,22,23,24}. Het blokkeren van spanning over schakelaars wordt verminderd door cascaderende subunits, waardoor een modulair kader ontstaat. Desalniettemin zorgt een toename van het uitgangsniveau voor een overeenkomstige toename van het aantal schakelaars, wat nog steeds een nadeel is. Nieuwe MLI-configuraties die verschillende niveaus bieden terwijl componenten worden afgesneden en spanning blokkeren, zijn daardoor constant in vraag, wat uiteindelijk de kosten van omvormers verlaagt. Een nieuwe MLI-topologie, genaamd een packed H-brug, heeft basisunits die aan beide zijden van een hele brug^{zijn verbonden.} Andere ontwerpen richten zich daarentegen op het verminderen van spanningsbelasting op schakelingen door de H-brug af te schaffen. Veel van deze topologieën vereisen echter veel componenten. Om schakelaars, condensatoren en staande spanning te minimaliseren terwijl de uitgangsspanning^{in stappen 27} worden geoptimaliseerd, wordt een hybride cascade multilevel inverter (HCFMLI) ontwerp onderzocht dat een standaard driepoot- en H-brugcellen aan de onderkant bevat. In een studie^28,29 wordt een vergelijking gegeven van gecascadeerde MLI-topologieën met behulp van symmetrische en asymmetrische configuraties.

Een studie suggereert een cascade-ontwerp voor meerlaagse omzetters gebaseerd op sub-meerlaagse eenheden die in serie zijn verbonden, met twee manieren om de groottes van gelijkstroombronnen^te berekenen. Een studie beschrijft een sobere 13-niveaus omvormer met 14 schakelaars, vier condensatoren en twee diodes die een enkele DC-bron gebruikt om een zesvoudig versterkte uitgangsspanning³¹ te leveren. Alle mogelijke uitgangsspanningsniveaus worden geproduceerd door de cascade-topologie die in een studie³² is voorgesteld, en vergelijkende analyse toont aan dat deze superieur is aan modernere multi-level converters³³. Een enkelfasige MLI met symmetrische en asymmetrische uitgangsspanningen wordt door de topologie geïntroduceerd in een andere studie³⁴. Een ander onderzoek³⁵ biedt een enkelfasige meerlaagse topologie die een asymmetrische DC-bronconfiguratie ondersteunt, wat een output van 15 niveaus bereikt terwijl ruimte en kosten worden verminderd.

Hoewel verschillende vijftien-niveau invertertopologieën in de literatuur zijn gedocumenteerd, worden verschillende afwegingen in complexiteit, kosten en harmonische prestaties veroorzaakt door variaties in het aantal schakelaars, de configuratie van DC-bronnen en de besturingsmethodologieën. Tabel 1 vat een structurele vergelijking samen van representatieve vijftien-niveau omvormertopologieën om het voorgestelde ontwerp in context te plaatsen. De vergelijking richt zich op belangrijke factoren zoals het aantal schakelaars, DC-bronnen en de besturingsstrategie. Omdat bedrijfsomstandigheden en evaluatiemetingen per onderzoek verschillen, is deze vergelijking suggestief en gebaseerd op de opgegeven configuraties.

Deze werkbijdrage kan worden onderverdeeld in twee classificaties: (i) een topologiebijdrage, die bestaat uit een vijftien-niveau omvormer gebaseerd op een asymmetrische topologie met minder schakelaars; en (ii) een regelbijdrage, die gebruikmaakt van een door AI ondersteunde selectieve harmonische eliminatie (SHE) techniek om de beste schakelhoeken te vinden om lagere orde harmonischen te verwijderen terwijl de basisspanningsregeling behouden blijft. Het gebruik van een kunstmatig neuraal netwerk (ANN) om de niet-lineaire relatie tussen modulatie-index en optimale schakelhoeken te leren die zijn afgeleid van de selectieve harmonische eliminatie (SHE) formulering, wordt in dit werk met name aangeduid als "AI-gebaseerd". Door bijna optimale initiële oplossingen te bieden die vervolgens worden verfijnd via de Newton-Raphson-methode, functioneert de ANN als een datagedreven voorspeller die de rekenkracht drastisch vermindert. In vergelijking met uitsluitend numerieke methoden maakt deze hybride benadering snellere convergentie en eenvoudigere praktische toepassing mogelijk.

Het belangrijkste doel is het ontwikkelen van een nieuw eenfasig systeemontwerp dat gebruikmaakt van een asymmetrische bronbenadering, waardoor stroomgeleiding mogelijk wordt gemaakt met een minimaal aantal stroomtoestellen. Dit artikel stelt een vijftien-niveau (15L) omvormer voor voor laagspanningstoepassingen zoals zonne-energieopwekking, elektrische auto's (EV's) en andere krachtige specificaties. Figuur 1 toont de aansluiting van zonnepanelen op het dak, batterij, brandstofcellen, supercondensator, een DC-DC-omzetter en elektrische aandrijfbelasting via de voorgestelde Multilevel Inverter (MLI). Schaalbare meerlagige werking is de belangrijkste focus van de voorgestelde omvormerontwikkeling. De ontwerpconcepten zijn bedoeld om uitbreiding naar middelspanningstoepassingen te vergemakkelijken, onder voorbehoud van geschikte apparaatkeuze, isolatieontwerp en systeemniveau-aandachts, zelfs als het huidige werk de topologie valideert met behulp van een laagspanningslaboratoriumprototype. De volgende zijn de belangrijkste bijdragen van deze studie: 1) Een nieuwe asymmetrische MLI-topologie gebaseerd op CHB, die hoge uitgangsspanningen handhaaft terwijl minder vermogens-halfgeleiderschakelaars worden gebruikt, 2) Optimalisatie van de kostenfunctie en totale staande spanning (TSV) om de economie en efficiëntie te verhogen en 3) Vergelijkingsanalyse toont aan dat de voorgestelde topologie beter presteert dan huidige systemen qua efficiëntie en de totale harmonische vervorming (THD) vermindert.

Protocol

Topologieconfiguratie

Figuur 2 toont de aanbevolen architectuur, die bestaat uit 10 schakelaars en drie spanningsbronnen die asymmetrisch zijn gerangschikt. De gelijkstroombronnen in de voorgestelde 15-niveaus omvormer hebben een verhouding van 1:2:4. Deze verhouding is niet willekeurig; deze werd gekozen om het aantal DC-bronnen te minimaliseren terwijl het mogelijk was om een breed scala aan spanningscombinaties te creëren. De gekozen waarden verhogen het aantal uitvoerniveaus door het produceren van discrete spanningsstappen zonder duplicatie mogelijk te maken. Alle materialen die in deze studie zijn gebruikt, staan vermeld in de Materiaaltabel.

Schakelmodi

De schakeltoestanden voor deze methode worden weergegeven in Figuren 3 en 4. Rood geeft het geleidende pad aan en groen het niet-geleidende pad van de bijpassende schakelaars in Figuren 3 en 4. Tien schakelaars met drie voorkeursspanningsbronnen worden geplaatst om niveaus te creëren in een natuurlijke reeks van grootte. Tabel 1 geeft een overzicht van de schakelaars die worden gebruikt om de benodigde spanningsniveaus te produceren. In Tabel 2 duidt 0 op niet-geleiding, en 1 op het geleidingspad van de schakelaars. De werkwijzen van de voorgestelde topologie zijn als volgt.

0V_gelijkstroom: Om nul spanning te bereiken in deze bedrijfsmodus, geleiden ofwel S₁, S₂, S₃, S₇ en S₉ zoals weergegeven in Figuur 3A.

±1V_gelijkstroom: S₁, S₅, S₆, S₇ en S₉ gedragen volgens de modi getoond in Figuur 3B voor het verkrijgen van +1V_{gelijkstroomuitgangsspanning} . Om -1V_gelijkstroom als uitgangsspanning te krijgen, geleiden S₂, S₃, S₄, S₈ en S₁₀ zoals aangegeven door de overeenkomstige modi in Figuur 4A.

±2V_gelijkstroom: Om +2V_gelijkstroom als uitgangsspanning te verkrijgen, schakelen S₃, S₄, S₆, S₇ en S₉ aan op de manier zoals weergegeven in Figuur 3C. S₁, S₂, S₅, S₈ en S₁₀ worden op dezelfde manier geleid als aangegeven in Figuur 4B-modus om een output van -2V_gelijkstroom te bereiken.

±3V_gelijkstroom: Om +3Vdc uitgangsspanning te leveren, weergegeven in figuur 3D, geleidt S₁, S₃, S₆, S₇ en S₉ respectievelijk. Zoals aangetoond in Figuur 4C geleiden S₂, S₄, S₅, S₈ en S₁₀ op een vergelijkbare manier om -3V_gelijkstroom uitgangsspanning te produceren.

±4V_gelijkstroom: S₁, S₂, S₃, S₇ en S₈ geleidt op de wijze zoals geïllustreerd in Figuur 3E om +4V_gelijkstroom als uitgangsspanning te laten werken. S₄, S₅, S₆, S₉ en S₁₀ worden uitgevoerd in de sequenties die in Figuur 4D worden getoond, om een uitgangsspanning van -4V_gelijkstroom te verkrijgen.

±5V_gelijkstroom: De schakelvolgorde voor het genereren van +5V_{gelijkspanning} als uitgangsspanning wordt weergegeven in Figuur 3F. Figuur 4E toont het geleidingspatroon van de schakelaars om een uitgangsspanning van -5V_gelijkstroom te bieden.

±6V_gelijkstroom: De overeenkomstige schakelpatronen die +6V_gelijkstroom als uitgangsspanning opleveren, worden weergegeven in Figuur 3G. Figuur 4F toont het schakelpatroon dat wordt gebruikt om een uitgangsspanning van -6V_gelijkstroom te leveren.

±7V_gelijkstroom: S₁, S₃, S₆, S₇ en S₈ geleidt zoals weergegeven in Figuur 3H ontwikkelt een uitgangsspanning van +7V_gelijkstroom. S₂, S₄, S₅, S₈ en S₉ geleiden zoals geïllustreerd in figuur 4G om een uitgangsspanning van -7V_gelijkstroom te bereiken.

Modulatiemethode

In dit werk wordt een laagfrequente regeltechniek gebruikt om de werkzaamheid van de voorgestelde omvormer te analyseren. Selectieve Harmonische Eliminatie (SHE) maakt gebruik van een methode met lage schakelfrequentie om de werking van de MLI uit te voeren. Laag-orde harmonischen worden efficiënt geëlimineerd via SHE, wat bovendien schakelverliezen minimaliseert. Het gebruik van deze methode vereist echter het oplossen van verschillende uitdagende transcendentale vergelijkingen. Figuur 4 toont de schakelhoeken die in aanmerking worden genomen voor een kwartgolfsymmetrie. De golfvorm voor een m-niveau (m is een oneven getal) uitgangsspanningsgolf heeft 2(m-1) schakelhoeken. Figuur 5 toont de indeling van schakelhoeken in vier kwadranten. De belangrijkste schakelhoeken zijn die in het eerste kwadrant, dat loopt van 0 tot π/2. De overige kwadranthoeken kunnen eenvoudig worden bepaald met behulp van de belangrijkste schakelhoeken.

Om de totale harmonische vervorming (THD) van de omvormer te verminderen, is de HE-techniek gericht op het verwijderen van harmonischen van lagere orde. Aangezien de uitgang 15 niveaus heeft, gebruikt de voorgestelde inverter SHEPWM om lagere orde harmonischen zoals de derde, kwint, zevende, negende, elfde en dertiende te elimineren. Kleine filters kunnen worden gebruikt om hogere-orde harmonischen succesvol te onderdrukken. De wiskundige expressies van de uitgangsspanning worden verkregen met behulp van de Fourierreeks. De volgende vergelijkingen geven deze uitdrukkingen:

(1)

Waarbij een₀= DC-component

a_n = Even harmonisch

b_n=Oneven Harmonische

In dit geval

(2)

(3)

(4)

De uitgangsgolfvorm kwartcyclussymmetrie heft de even-orde harmonischen (a_n = 0) en DC-component (a₀ = 0) op, waardoor alleen de oneven harmonischen (b_n) overblijven. Daarom wordt de meerlaagse inverteruitgangsvergelijking uitgedrukt als volgt

(5)

Omdat het een omvormer met 15 niveaus is, worden gedurende een kwart cyclus 7 ontstekingshoeken gebruikt om de piekspanning van elk harmonisch component te bepalen. De volgende vergelijkingen stellen piekharmonische componenten voor.

(6)

(7)

(8)

(9)

(10)

(11)

(12)

Het is noodzakelijk om de spanningsgroottes van de derde, vijfde, zevende, negende, elfde en dertiende orde harmonischen aan te passen naar nul van bovenstaande vergelijkingen om ze uit de belasting te verwijderen.

(13)

De modulatie-index (M) van de omvormer kan worden berekend door

(14)

De Newton-Raphson (NR) methode wordt gebruikt om de afvuurhoeken te berekenen, en het hoofddoel van SHE PWM is om harmonische waarden zoveel mogelijk te verminderen. De NR-benadering begint de oplossing van niet-lineaire vergelijkingen met een initiële schatting, die een willekeurig getal is tussen 0 en 90^◦. Iteraties met getallen worden weergegeven door j en e. De NR-benadering omvat de volgende acties.

Stap 1: Om de schiethoeken te vinden, worden beginwaarden ingesteld.

(15)

Stap 2: Gebruik de Jacobiaanmatrix voor "n" variabelen in de "k" iteraties om de waarden voor de niet-lineaire vergelijking en dα te berekenen.

(16)

(17)

Stap 3: Als δα groter is dan de drempel, herhaal je stap 4. Als de drempel gelijk is aan of groter dan δα, stop dan het proces.

Stap 4: Zodra Vergelijking (18) de αwaarde heeft bijgewerkt, ga je naar Stap 2.

(18)

Om de ideale schakelhoeken te bepalen, worden kunstmatige neurale netwerken (ANN) en de Newton-Raphson-benadering gebruikt. Voor zijn trainingsprocedure heeft een ANN eerste input nodig. De interne lagen van de kunstmatige neurale netwerken die in deze methode worden gebruikt, zijn weergegeven in Figuur 6. Om de ideale schakelhoeken te bieden, bestaat het uit twee verborgen lagen (H₁ en H₂) die tussen de ingangs- en uitvoerlagen zijn geplaatst, en één enkele invoerlaag met een waarde V_gelijkstroom. Het model is niet-lineair gemaakt door gebruik te maken van een "tanh" activatiefunctie, die een bereik heeft van -1 tot 1′. Door aan elk van hun input een gewicht toe te kennen, worden individuele neuronen (Y_i) berekend. K is een waarde tussen 0 en het aantal neuronen in de voorgaande laag. De uitvoerwaarden worden binnen het aangewezen bereik geschaald met behulp van de tanh-functie. Hieronder volgt een beschrijving hiervan

(19)

Het moet worden vermeld dat W_k staat voor het gewicht van elke neuron, X_k voor de output van de k-de neuron, en Bi voor de verborgen laag voor bias. De foutmetrieken worden berekend met behulp van het gemiddelde kwadraatfoutverlies (MSE). De Back Propagation-benadering, waarbij de Adam-optimizer de gewichten van elke laag aanpassen, wordt gebruikt om foutverlies te verminderen.

(20)

Het stroomdiagram in Figuur 7 beschrijft de optimalisatieprocedure van het hybride ANN-NR-algoritme. Een hybride Kunstmatige Neurale Netwerk (ANN) en Newton-Raphson (NR) techniek wordt gebruikt om nauwkeurige en computationeel efficiënte berekening van optimale schakelhoeken te garanderen, aangezien niet-lineaire selectieve harmonische eliminatie (SHE) vergelijkingen worden opgelost met de Newton–Raphson-methode over een modulatie-indexbereik van 0,6 ≤ M ≤ 1,0 om de trainingsdataset offline te creëren. Geldige schakelhoeksets (α_₁–α₇) die voldoen aan de vereisten voor harmonische verwijdering voor de derde, kwint, zevende, negende, elfde en dertiende harmonischen worden gevonden en opgeslagen voor elke modulatie-index,2. Eén inputneuron die de modulatie-index (M) vertegenwoordigt, twee verborgen lagen en zeven uitgangsneuronen die schakelhoeken aangeven α_₁ tot α₇ vormen een feedforward neuraal netwerk. Er zijn vijftien neuronen in de eerste verborgen laag en tien in de tweede. De outputlaag heeft een lineaire activatiefunctie, maar de verborgen lagen maken gebruik van hyperbolische tangent (tanh) activatiefuncties om niet-lineariteit toe te voegen. Zowel invoer- als uitvoergegevens zijn gestandaardiseerd op het bereik [−1, 1] om de trainingsstabiliteit en convergentie te verbeteren. Voor de training worden de modulatie-index en schakelhoeken passend geschaald, en tijdens inferentie worden ze opnieuw geschaald.

De dataset is 60:20:20 verdeeld in trainings-, validatie- en testsets. De Adam-optimalisatietechniek met een leersnelheid van 0,001 en gemiddelde kwadraatfout (MSE) als verliesfunctie wordt gebruikt om het netwerk te trainen. Om overfitting te voorkomen, wordt er tot wel 1000 tijdperken training gehouden met vroegtijdige onderbrekingen. De training wordt gestopt wanneer de MSE onder een vooraf bepaalde drempel zakt of wanneer het validatieverlies niet verbetert over 50 opeenvolgende epochs (geduldcriterium). Initiële schakelhoekschattingen voor een specifieke modulatie-index worden tijdens de werking geleverd door het getrainde ANN. De Newton–Raphson-iteratieve oplossing gebruikt deze schattingen vervolgens als uitgangsvoorwaarden. De NR-benadering zorgt voor nauwkeurige harmonische verwijdering door de ANN-uitgangen fijn af te stemmen zodat ze perfect voldoen aan de niet-lineaire SHE-vergelijkingen.

Wanneer de residuele groottes van de bedoelde harmonischen (3e–13e) minder dan 0,5% zijn en de schakelhoeken voldoen aan de noodzakelijke ordeningsbeperking, wordt een oplossing als geldig beschouwd:
0 < α₁ < α₂ < α₃ < α₄ < α₅ < α₆ < α₇ < π / 2. Snelle convergentie en betrouwbare harmonische onderdrukking over het gehele modulatie-indexbereik zijn de resultaten van deze hybride ANN–NR-strategie, die de uitstekende nauwkeurigheid van iteratieve numerieke technieken combineert met de snelle voorspellingskracht van neurale netwerken. Tabel 2 toont informatie over verschillende parameters (α₁ tot α₇) en metingen (5, 7^, 11 ^en 13^{) voor} een bereik van MI-waarden. Deze cijfers lijken metingen of kenmerken te weerspiegelen die met de MI-waarden samenhangen. Figuur 8A laat zien hoe schakelhoeken variëren ten opzichte van de modulatie-index, en figuur 8B toont hoe harmonische orde varieert ten opzichte van de modulatie-index.

Prestatieanalyse

In deze studie beoordelen we de prestaties van de voorgestelde vijftien-niveau asymmetrische omvormer door ons te concentreren op spanningsverdeling, conversie-efficiëntie, vermogensverlieskenmerken en het gebruik van apparaten—die allemaal een directe invloed hebben op de praktische implementatie. De maximale blokkeringsspanningen over alle schakelaars onder verschillende bedrijfsomstandigheden worden opgeteld om de totale staande spanning (TSV) te bepalen. We merken op dat spanningsspanning niet gelijkmatig verdeeld is onder apparaten op basis van de schakeltoestanden die in Tabel 2 worden weergegeven. Zo ondervinden schakelaars S₁, S₂, S₅, S₉ en S₁₀ blokkeringsspanningen van respectievelijk Vdc, 3V_gelijkstroom, 2V_gelijkstroom, 4V_gelijkstroom en 4V_gelijkstroom, op het +6V_{gelijkstroomniveau} .

Voor deze opstelling is de piekspanningsspanning van schakelapparaten die op de bron zijn aangesloten (V3) hetzelfde, terwijl schakelapparaten die op bronnen (V1 en V2) zijn aangesloten, verschillende waarden hebben. De volgende vergelijkingen tonen de maximale spanningsspanning van de schakelaar.

V_S1 = V_S4 = V₁ = V_gelijkstroom (21)

V_S3 = V_S5 = V₂ = 2V_gelijkstroom (22)

V_S2 = V_S6 = V₁ + V₂ = 4V_gelijkstroom (23)

V_S7 = V_S8 = V_S9 = V_S10 = V₃ = 4V_gelijkstroom (24)

waarbij V_Sn de maximale spanningsspanning van het apparaat vertegenwoordigt terwijl het in de uit-stand is. De totale staande spanning (TSV) voor het voorgestelde ontwerp wordt uitgedrukt als (25).

TSV = 2 * V_S1 + 2 * V_S3 + 2 * V_S2 + 4 * V_S7 = 30 V_gelijkstroom (25)

De asymmetrische DC-bronopstelling en schakelvolgorde resulteren direct in het niet-uniforme spanningsprofiel zoals weergegeven in Figuur 9. De ongelijke verdeling vereist zorgvuldige apparaatclassificatie en selectie om overbelasting van componenten te voorkomen, ook al is de totale TSV lager dan bij traditionele ontwerpen. In het kader van de voorgestelde topologie evalueren we ook de verbinding tussen het aantal schakelaars en de haalbare spanningsniveaus. De huidige architectuur gebruikt 10 schakelaars om vijftien niveaus te bereiken, in tegenstelling tot traditionele gecascadeerde structuren, waar niveauverbetering meestal proportionele verhogingen in componenten vereist. Volgens ons onderzoek worden geleidingsroutes hergebruikt in verschillende bedrijfsmodi om deze vermindering te bereiken. Desalniettemin beperkt deze methode eenvoudige schaalbaarheid tot hogere spanningsniveaus en voegt het meer beperkingen toe aan schakellogica.

De vergelijking (26) wordt verkregen door de kostenfactor te berekenen met behulp van alle termen die afhangen van het aantal bronnen (N_s), het aantal schakelaars (N_sw), het aantal poortdrivercircuits (N_drivers), het aantal diodes (N_D), het aantal condensatoren (N_C), de kostenfactor (CF) en de efficiëntie. In dit geval stelt δ de wegingsfactor voor. Componenten krijgen meer gewicht wanneer δ minder dan 1 is, terwijl de totale staande spanning (TSV) (p.u.) meer gewicht krijgt wanneer δ groter is dan 1. Als δ = 1, dan zijn de componentgewichten en TSV (p.u.) gelijk. Voor alle topologieën die in deze studie worden besproken, wordt δ verondersteld 1 te zijn.

CF = N_s + N_sw + N_drivers + N_D + N_C + δ*TSV(p.u.) (26)

De efficiëntie van de omvormer wordt vaak uitgedrukt als vergelijking (27).

(27)

waarbij het vermogen, de inzet en de vermogensverliezen respectievelijk worden weergegeven door P_uit, P_in en P_verliezen . Schakelverliezen en geleidingsverliezen zijn de drie typen vermogensverliezen in de voorgestelde topologie. Schakelverliezen: Deze verliezen ontstaan doordat apparaten snel in één cyclus worden aan- en uitgezet. De formule wordt gebruikt om de schakelverliezen uit te drukken die door overgangen worden veroorzaakt.

 

(28)

(29)

Het inschakelverlies, het uitschakelverlies en de uit-toestand spanning van de i-de schakelaar worden respectievelijk aangeduid met P_swlturnon(i), P_swltunoff(i) en V_swoff. _I-aan en i_uit vertegenwoordigen de stromen in de aan- en uitstanden van de schakelaars. Vergelijking (30) laat zien hoe deze verliezen worden opgeteld om de totale schakelverliezen (P_sw(Totaal)) te bepalen.

(30)

Geleidingsverliezen: De geleidingsverliezen van een schakelaar worden weergegeven als

(31)

(32)

waarbij V_don en V_swon respectievelijk de spanningsafvallen in de aan-toestand van de diode en schakelaar vertegenwoordigen, en P_Dcon en P_swcon de geleidingsverliezen van de diode en schakelaar. De on-state weerstand van de diode en schakelaar wordt weergegeven door R_Don en R_swon, terwijl de gemiddelde en RMS-stromen van de schakelaar worden weergegeven door i_Davg, i_swavg, i_Drms en i_swrms.

Voor de gekozen apparaten worden standaard datasheet-gebaseerde kenmerken gebruikt om de PLECS-halfgeleidermodellen te configureren. Schakelverliezen (P_aan, P_uit), geleidingsparameters (R_Don, V_Don) en thermische weerstanden worden gespecificeerd met nominale datasheetwaarden en intern geschaald door PLECS in overeenstemming met de directe bedrijfsomstandigheden wanneer volledige curve-fitting uit fabrikantgegevens niet beschikbaar is.

Met behulp van het PLECS-simulatieplatform zoals weergegeven in Figuur 10 voeren we verliesanalyses uit om het vermogensverbruik te beoordelen, waarbij we apparaatniveaukenmerken voor zowel geleidings- als schakelverliezen meenemen. We zien dat de verdeling van verliezen sterk verandert afhankelijk van de belasting. Geleidingsverliezen overheersen onder puur weerstandsbelasting omdat bepaalde schakelaars een constante stroomstroom ondervinden. Aan de andere kant zorgt fasevertraging tussen spanning en stroom ervoor dat schakelverliezen stijgen bij RL-belastingen, wat resulteert in een verhoogde energieafvoer tijdens schakelovergangen. Figuren 11A en 11B tonen dit gedrag, waarbij sommige schakelaars continu grotere verliesconcentraties vertonen op basis van hun geleidingsrol.

Zoals weergegeven in Figuur 12, wordt de totale efficiëntie van de omvormer berekend door het uitgangsvermogen te vergelijken met het ingangsvermogen onder verschillende bedrijfsomstandigheden (0–2000 W). Volgens onze bevindingen daalt de efficiëntie tot 97,1% dicht bij de gespecificeerde omstandigheden, van 98,6% bij lagere vermogensniveaus. We verklaren deze tendens door te wijzen op dat wanneer de stroommagnitude toeneemt, schakel- en geleidingsverliezen meer bijdragen. De waargenomen verandering suggereert dat verliesmechanismen bij hogere belastingsniveaus prominenter worden en in aanmerking moeten worden genomen bij thermisch ontwerp, ook al blijft de efficiëntie goed.

Het is cruciaal te benadrukken dat deze prestatiematen worden afgeleid onder simulatieomstandigheden, die vereenvoudigde parasitaire modellering en geïdealiseerd schakelgedrag veronderstellen. In praktijktoepassingen kunnen andere elementen zoals dode tijd-insertion, vertragingen in gatedrivers, zwerfinductanties en temperatuurafhankelijke eigenschappen van apparaten de efficiëntie en verliesverdeling veranderen. Daardoor omvatten de resultaten niet volledig alle operationele effecten in de praktijk, zelfs als ze een consistente basis bieden voor vergelijkingsevaluatie. TSV, efficiëntie en verliesverdeling worden vaak gebruikt als benchmarkcriteria in multilevel inverteranalyses, en de prestatie-evaluatiebenadering die in dit werk wordt gebruikt, is in lijn met de gangbare procedures op dit gebied. We wijzen er echter op dat de topologie, schakeltechniek en operationele voorwaarden die in dit werk worden beschouwd, intrinsiek afhankelijk zijn van de kwantitatieve resultaten.

De voorgestelde asymmetrische vijftien-niveau omvormer en enkele meerlaagse omvormertopologieën uit de literatuur worden in Tabel 3 tegenover elkaar gezet. Belangrijke structurele en prestatiegerelateerde factoren, zoals het aantal schakelaars, het aantal DC-bronnen, de regeltechniek en algemene bedrijfskenmerken, staan centraal in de vergelijking. Er is opgemerkt dat bepaalde stroomopstellingen, zoals die in^24,25, meer schakelaars gebruiken (tot 16) of vertrouwen op hybride of hoogfrequente modulatietechnieken, wat kan leiden tot verhoogde besturingscomplexiteit en schakelverliezen. Hoewel ze werken onder verschillende modulatieschema's en ontwerpbeperkingen, bereiken andere topologieën met gereduceerde schakelaars, zoals²⁷, een lager aantal apparaten.

Onder een laagfrequent, SHE-gebaseerd besturingsraamwerk produceert de voorgestelde architectuur een uitgang van vijftien niveaus met tien schakelaars en drie DC-bronnen. In vergelijking met bepaalde referentieontwerpen vertoont de topologie een lager aantal schakelaars en een matige totale staande spanning (TSV) voor deze opstelling en bedrijfstoestand. Toch moet worden benadrukt dat de gemaakte vergelijkingen gebaseerd zijn op gegevens uit de literatuur, en dat niet alle studies dezelfde operationele omstandigheden, modulatiesystemen en belastingsaannames gebruiken. Daardoor is het onmogelijk om directe één-op-één prestatie-equivalentie te bewijzen. In plaats van een volledig aangepaste basislijn te bieden, is de vergelijking bedoeld als een structurele en suggestieve beoordeling. Over het algemeen biedt de voorgestelde configuratie binnen het beoordeelde werkbereik een werkbare afweging tussen het aantal componenten, de complexiteit van de besturing en de harmonische prestaties.

Resultaten

Simulatieresultaten

De vijftien-niveaus operatie wordt gesimuleerd met behulp van de MATLAB/Simulink-interface. De belastingsparameters zijn respectievelijk 100 Ω en 100 mH, en de bronspanningen voor vijftien niveaus worden geclassificeerd als 100 V, 200 V en 400 V. De voorgestelde omvormer werkt op 50 Hz, wat de fundamentele frequentie is. De prestaties van de omvormer onder weerstandsbelasting worden weergegeven in Figuu...

Discussie

De asymmetrische vijftien-niveau invertertopologie met gereduceerde schakelaar, gecombineerd met een AI-ondersteunde selectieve harmonische eliminatie (SHE) techniek, wordt in dit artikel gepresenteerd. De voorgestelde opstelling is geschikt voor middelspanningstoepassingen zoals zonne-energiesystemen en elektrische aandrijfinterfaces, omdat het een goede balans vindt tussen het aantal schakelaars, de totale staande spanning (TSV) en de harmonische prestaties. De topologie kan hoogwaardi...

Materialen

Lijst van materialen gebruikt in dit artikel

Naam	Bedrijf	Catalogusnummer	Opmerkingen
Huidige Sensor	Hall-effect sensor	—	Gebazig voor stroommeting
DC-voeding (geïsoleerd)	Laboratoriumvoeding	—	10 V, 20 V, 40 V geïsoleerde DC-bronnen
Digitaal opslag oscilloscoop (DSO)	Tektronix	—	Gebazig voor golfvormobservatie en meting
DSP-controller	Texas Instruments	TMS320F28379D	Gebazig voor pulsgeneratie en controle-implementatie
Gate Driver Circuit	Op maat gemaakte driver IC	IR2110	Gebazig voor MOSFET-schakelcontrole
Inductieve belasting	—	—	30 mH inductor
MATLAB/Simulink	MATLAB	Versie (2025a)	Gebazig voor simulatie en analyse
MOSFET	Infineon	IRFP460	500 V, 20 A vermogenschakelaar gebruikt in omvormer
PCB/Broodbordopstelling	Op maat	—	Gebazig voor hardware-implementatie
Persoonlijke computer	—	—	Gebazig voor simulatie en DSP-programmering
PLECS Software	PLECS	Versie (5.0.3.)	Gebazig voor thermische en verliesanalyse
Vermogensdiode	ON Semiconductor	MUR860	600 V, 8 A snelle hersteodiode
Voedingseenheid	—	—	Auxiliaire voeding voor besturings- en drivercircuits
Weerstandieve belasting	—	—	30 Ω vermogensweerstand
Spanningssonde	Tektronix	—	Gebazig voor spanningsgolfvormverwerving